我以我們的IC進行設計分析說明：
基本的反激變換器原理圖如下所示，在需要對輸入輸出進行電氣隔離的低功率＜75W～的開關電源應用場合，反激變換器（Flyback Converter）是最常用的一種拓撲結構（Topology）。簡單、可靠、低成本、易于實現是反激變換器突出的優點；接下來我將電源的關鍵部分的設計進行說明！
前面已經弄清楚后，我們再來進行圍繞開關MOS的成本及可靠性方面；計算變壓器的關鍵參數，搞定FLY的主架構的設計！
我的IC工作頻率67KHZ
（我們的IC有多種頻率可選67KHZ／100KHZ／130KHZ等）
目前的設計選擇為各廠家通用的工作頻率67KHZ；采用PWM＋PFM控制模式，系統有較好的效率；較好的待機功耗等！
在設計之前，我先來回復客戶常問我的一個問題：開關電源為什么常常選擇67K或者100K左右范圍作為開關頻率，有的人會說IC廠家都是生產這樣的IC，當然這也有原因。每個電源的開關頻率會決定什么？對于多年的IC及各廠家的IC應用研究，我提出我的看法：
我們應該從這幾個方面去思考原因：
A．有人說頻率高了EMC不好過，一般來說是這樣的，但這不是必然，
EMC與頻率確實有關系，但不是必然。
高頻率的IC的EMI我有經常指導客戶搞定它！
B．先來想象我們的電源開關頻率提高了，直接帶來的影響是什么？
注意：當然是MOS開關損耗增大，因為單位時間開關次數增多了。
如果頻率減小了會帶來什么？開關損耗是減小了，但是我們的儲能器件單周期提供的能量就要增多，勢必需要的變壓器磁性要更大，儲能電感要更大了。
選取在67K到100K左右就是一個比較合適的經驗折中，
電源就是在折中合理化折中進行。
目前市場上的大多數IC的功能及引腳定義都相同；通用的工作頻率及引腳定義為產品的通用設計帶來便利；提高了設計和同類產品的轉換機率！
C．假如在特殊情形下，輸入電壓比較低，開關損耗已經很小了，還在乎這點開關損耗嗎，那我們就可以提高開關頻率，起到減小磁性器件體積的目的。
D．我們使用過PI的電源IC；在未來追求系統成本，其開關頻率為132KHZ；可使用小的變壓器結構優化電源體積；
注意：開關電源的頻率的選擇怎么做都可以，只要能合理使用。能給你的設計帶來高的設計可靠性及通用性；降低設計開發成本是最關鍵的！
對于開關電源高頻方面的細節可參考文章：
《未來高頻電源的設計思考！》
進入正題
FLY－開關電源的設計我們經常會工作在下圖示的狀態；DCM與CCM模式；
FLY－反激變換器有兩種運行模式：電感電流連續模式（CCM）和電感電流斷續模式（DCM）。兩種模式各有優缺點，相對而言，DCM 模式具有更好的開關特性，次級整流二極管零電流關斷，因此不存在CCM 模式的二極管反向恢復的問題。
此外，同功率等級下，由于DCM模式的變壓器比CCM 模式存儲的能量少，故DCM 模式的變壓器尺寸更小。但是，相比較CCM 模式而言，DCM 模式使得初級電流的RMS 增大，這將會增大MOS 管的導通損耗，同時會增加次級輸出電容的電流應力。
因此，CCM 模式常被推薦使用在低壓大電流輸出的場合，DCM 模式常被推薦使用在高壓－小電流輸出的場合。
對CCM 模式反激變換器而言，輸入到輸出的電壓增益僅僅由占空比決定。而DCM 模式反激變換器，輸入到輸出的電壓增益是由占空比和負載條件同時決定的，這使得DCM模式的電路設計變得更復雜。但是，如果我們在DCM 模式與CCM模式的臨界處（BCM 模式）、輸入電壓最低（Vinmin＿DC）、滿載條件下，設計DCM 模式反激變換器，就可以使問題變得簡單化。于是，無論反激變換器工作于CCM 模式，還是DCM 模式，我們都可以按照CCM模式進行設計。
我的設計 迭代計算結果如下：
進行參數設計時；幾個關鍵參數參考下圖
MOS 管關斷時，輸入電壓Vin 與次級反射電壓nVo 共同疊加在MOS的DS 兩端。最大占空比Dmax 確定后，反射電壓Vor（即nVo）、次級整流二極管承受的最大電壓VD 以及MOS 管承受的最大電壓Vdsmax，可由下式得到：
通過上面公式，可知：
Dmax 取值越小，Vor 越小，進而MOS 管的應力越小，
然而，次級整流管的電壓應力卻增大。
因此，我們應當在保證MOS 管的足夠裕量的條件下，盡可能增大Dmax，來降低次級整流管的電壓應力。
Dmax的取值，應當保證Vdsmax不超過MOS管耐壓等級的80％；同時，對于峰值電流模式控制的反激變換器，CCM 模式條件下，當占空比超過0．5 時，會發生次諧波震蕩。綜合考慮，對于耐壓值為650V的MOS管，設計中，Dmax 不超過0．5 為宜。迭代計算相關數據請參考我的EXCEL計算表格！